где /пр - предельная частота, на которой реактивное сопротивление емкости варактора равно сопротивлению потерь, т. е. С2д=1; fax - входная частота.

Важнейшие практические показатели умножителя - это коэффициент полезного действия и максимальная выходная мощность. Коэффициент полезного действия определяется отношением мощности гармоники, выделяемой на выходе, к подводимой мощности входного сигнала. У варакторного умножителя КПД растет с увеличением добротности диода и увеличением амплитуды напряжения входного сигнала и падает с возрастанием номера гармоники. Для получения высокого КПД предельная частота варактора должна быть в десятки раз больше частоты входного сигнала. Так, прн С2д=100 теоретическая величина КПД удвоителя для случая максн.мальной амплитуды входного сигнала и при условии оптимального согласования на входе н на выходе составляет 85-90%.

Выходная мощность зависит от максимальной мощности, выдерживаемой варактором, и КПД. При высоких добротностях, когда потерн в варакторе небольшие, максимальная амплитуда напряжения на диоде определ!Гется не мощностью рассеяния, а пробивным иапряже.чием U„ н равна UJ2. В этом случае максимальная в.ходная мощность варактора будет равна максн.мальной реактивной мощности его емкости на входной частоте:

Рвх max = 2 - = 0,786 U CUn

(5.6)

При низких добротностях, когда частота умножителя приближается к предельной частоте варактора и потери в диоде PsPax/Qa. растут, максимальная входная мощность будет определяться не только пробивным 1апряжением, но и допусти.мой мощностью рассеяния варактора Ррасс = /вх-Рвых. Значение ее указывается в паспорте варактора для определенной окружающей температуры.

Преимуществом варакторов является возможность создания на них эффективных умножителей с больши.м коэффициентом умножения. В варакторно.м умножителе благодаря малым потерям высшие гармоники могут образовываться не телько путе.\1 прямого умножения в.ходпой частоты, но также путем умножения и комбинирования нпзких гар.чоник этой частоты. Для этого необходи-N0. чтобы через варактор протекали токи преобразуемых низких гар.моиик. Это достигается благодаря при.менению так называемых холосты.- контуров, подключаемых параллельно варактору н иастраивае.мых на частоты этих гармоник. Например, в утроителе кроме входного контура, настроеиного на входную частоту, и вы.ходного контура, настроенного на третью гармонику, к варактору подключается .холостой контур, настроенный на вторую гармонику. Таким образом удастся повысить КПД утроителя с 40-50% до 70%, если варактор и.меет (Зд=100. В учетверителе благодаря холостому контуру, настроенному на частоту второй гармоники, при макси.чальном входно.м сигнале и оптимальном согласовании входа и выхода можно получить КПД, равный 50% (Q,-100).

Полоса Пропускания варакторного умножителя вследствие применения контуров с высокой добротностью составляет несколько процентов от рабочей частоты (даже удвоителя). В умножителях с большим коэффициентом умножения из-за добавления холостых контуров полоса пропускания не превышает 1%. Для повышения температурной стабильности умножителя и уменьшения критичности его в настройке стараются по возможности расширить полосу пропускания. Поскольку понижение добротности контуров нежелательно, так как приводит к снижению КПД, то обычно для расширения полосы пропускания применяют вместо одиночных контуров полосовые фильтры и фильтры нижних частот.

Конструктивное выполнение контуров зависит от диапазона частот умножителя. На частотах до 500-1000 МГц применяют схемы с сосредоточенными параметрами. В диапазоне частот 1000-3000 МГц чаще всего используются коаксиальные лиинн и резонаторы. Если входная частота умножителя не превышает 500 МГц, а выходная больше 1000 МГц, то входная цепь строится на элементах с сосредоточенными параметрами, а в выходгюй цепи при.меняется коаксиальный речонаисный контур. Иа частотах выше 3000 МГц в умножителях с выходной мощностью более 0,5 Вт, как правило, используются волноводные

конструкции и объемные резонаторы. Современные маломощные умножители для приемных устройств имеют микрополосковое исполнение. I, Недостатками умножителей на варакторах являются склонность кгенера-

ции паразитных колебаний и явление гистерезиса. Паразитные колебания в большинстве случаев имеют частоты, которые очень близко расположены к частоте полезного выходного сигнала, и нх трудно отфильтровать. Явление гистерезиса

* наблюдается, когда на умножитель, настроенный при большом уровне сигнала, подается малый сигнал раскачки. В этом случае происходит срыв работы. Это объясняется тем, что реактивное сопротивление варактора зависит от уровня

,f. подаваемого на него сигнала. Поэтому при малом сигнале схема может оказаться расстроенной. Все эти паразитные эффекты усугубляются при большом числе каскадов умножения в цепочке. Для устранения неустойчивости схемы : каждый каскад должен быть тщательно настроен и согласован с последующим каскадом. Для развязки между каскадами цепочки умножителей широко используются ферритовые вентили и циркуляторы.

Существуют различные варианты построения уснлнтельно-умножительной це-

• почкн гетеродинного тракта радиорелейной аппаратуры с использованием ва-

ракторных умножителей. Однокаскадные умножители с высоким коэффициентом умножения при1*еняются редко, так как КПД умножителя быстро падает с ростом коэффициента умножения, даже прн использованни многоконтурных схем с холостыми контурами. В таких умножителях можно получить только малую выходную мощность. Поэтому они используются только в гетеродинных трактах.

. приемников. В гетеродинных трактах передатчиков применяются .многокаскадные умножители, представляющие цепочку, состоящую из каскадов с малыми коэффициентами .умножения, как правило удвонтелен, утроителей и редко учетверителей. В мощных умножителях, когда величина КПД является решающей, применяются только удвоители.

На рис.. 5.40 показана схема умножителя частоты 250/4000 МГц (т=16),

применяемого в гетеродинном тракте приемника КУРС-4. Умножитель состоит из двух учетверителей. Входная и выходная цепи первого каскада умножения Представляют собой двухкоигуриыс полосовые фильтры, выполненные иа эле-

Выхад

Рис. 5.40. Схема умножителя частоты 250/4000 МГц »

ментах с сосредоточенными пара.метрамн. Входной фильтр состоит из входного контура L1C1, контура варактора C3L2 Ся\, где Сд1 - емкость варактора Д/ и емкости связи С2. Фильтр настроен на частоту 250 МГц. Согласование с коаксиальным входом 50 Ом достигается неполным включением его в катушку LI. Выходной фильтр первого каскада, являющийся бдповременио входным фильтром второго, образован контуром варактора Сд] L5C6, контуром C8L6 и емкостью связи С7. Он настроен на частоту 1 ГГц. Индуктивности выполнены в виде шин. Применены специальные керамические переменные конденсаторы, имеющие малую собственную индуктивность, объединенные в блоки подстройки (отмечены на схеме штрихпунктирной линией).

В первом учствсрйтелс имеются два холостых контура, настроенные на вторую и третью гармонику и.ходио!) частоты. Контур L3C4-иа 500 МГц, контур L4C5-иа 750 МГц. Холостые контуры позволяют повысить КПД учетвернтеля и уменьшить возможность ге1!ерации паразитных колебаний.

Во втором каскаде умножения варактор Д2 включен в волноводный резонатор Р, настроенный на выходную частоту 4 ГГц. Связь резонатора с волноводным выходом умножителя осуществляется через индуктивную диафрагму. Конструктивная емкость С9, включенная между резонатором и входным фильтром второго каскада, пропускает ток, образующийся при умножении гармоники 2 ГГц, выполняя функцию холостого контура.

Оба варактора в умножителе работают с автоматическим смещением. Ре-.зисторк смещения RI и R2 выбраны такими, чтобы прн удовлетворительной :эффектнвности умножителя уменьшить возможность возникновения паразитных .автоколебаний. Прн добротности варактора Д1, равной 60, и варактора Д2-35 общий КПД умножителя на 16 составляет около 3%. Необходимая величина выходной мощности 15 мВт получается при мощности на входе 0,5 Вт.

На рис. 5.41 приведена электрическая схема и конструкция утроителя частоты 2/6 ГГц, применяемого в гетеродинном тракте передатчика КУРС-6. Он

Выход

Рис, 5.4/. Утроитель частоты 2/6 ГГц;-/ - винт настройки входного резонатора; 7,3 - винты настройки резонаторов выходного фильтра; 4 - держатель диода; 5 - резистор смещения; 6 - винт настройки холостого контура; 7.3 - варакторы

имеет коаксиальный вход. Входной фильтр - стержневого типа на запредельном волноводе. Колебания входной частоты поступают на стержень входной линии i/, индуктивно связанный с резонатором L2CI, который также посредством индуктивной связи создает колебания в варакториой цепи ЬЗД1Д2. Варакторы включены в волновод навстречу друг другу. Ток третьей гармоники, генерируемой варакторами, возбуждает поле в волноводе. Выходной фильтр 6 ГГц - волноводный двухрезонаторный. Резонаторы связаны с волноводом диафрагмами.

Для увеличения КПД утроителя оптимальная амплитуда н фаза тока второй гармоники 4 ГГц через варакторы подбирается путем настройки холостого контура L4C2. Необходимый режим работы варактора обеспечивается резистором автосмещения R, включенным в среднюю точку варакториого контура таким образом, что возбуждаемое в волноводе поле в нем не наводится.

Транзисторные умножители частоты применяются обычно в предварительных каскадах усилительно-умножительной цепочки гетеродинного тракта до частот не выще 1 ГГц. Используются, как правило, только удвоители частоты. Преимуществом транзисторного умножителя по сравнению с варакторным является возможность получения усиления при умножении до частот, в 2-3 раза превышающих /т-транзнстора.

Умножительные свойства транзистора, обусловленные отсечкой коллекторного тока, улучшаются благодаря использованию нелинейного характера емкости коллектор - база С транзистора.

ВыхоЯ а f L1

>011 -

Рис. 5.41

Рис. 5.42. Схема транзисторного удвоителя частоты

Принципиальная схема удвоителя частоты приведена на рис. 5.42. Для получения усиления в режиме умножения транзистор Т Должен обеспечивать коэффициент усиления на входной частоте по крайней мере 3-4 дБ. В коллекторную цепь транзистора включен контор, имеющий большой импеданс на входной частоте. Он образован индуктивностью L3 и емкостью коллектор - база транзистора Cjg (сопротивление база-эмиттер мало). Благодаря этому к емкости Cjg приложено большое переменное напряжение колебаний входной частоты. Благодаря нелинейному характеру емкости Cjg возникает ток второй гармоники. На входе он замыкается последовательным контуром L2C3. В коллекторной цепи вторая гармоника выделяется выходным контуром C5L4. Входная цепь CIC2L1 обеспечивает согласование умножителя на входной частоте.

Узкополосные фильтры испо.тьзуются в гетеродинных трактах для подавления шумов задающего генератора. Применяются фильтры в основном на частотах 200-700 МГц.

На рис. 5.43 приведена схема и конструкция двухзвенного узкополосного фильтра с частотой 250 МГц. Фильтр имеет полосу пропускания по уровню 3 дБ менее 500 кГц и потери на частоте настройки около 6 дБ, КСВН фильтра 1,5. Фильтр имеет максимально-плоскую частотную характеристику и состоит из двух коаксиальных резрнаторов. Для уменьшения габаритных размеров внут-

ренний проводник коаксиального резонатора свернут в спираль. Один конец спирали соединен с корпусом резонатора, другой со статором керамического конденсатора настройки. Для обеспечения температурной стабильности фильтра спираль выполнена из инвара. Связь между резонаторами регулируется и устанавливается критической. В.ходной и выходной коаксиальные разъемы 50 Ом имеют кондуктивную связь со спиралью. Фильтр такой конструкции применяется в гетеродинных трактах аппаратуры КУРС-4 и КУРС-8.

Рис. 5.43. Двухзвенный фильгр 550 .МГц со спирально-коаксиальными резонаторами:

/ - вннт настройки конденсатора; 2 - резонатор; 3 - спираль; 4, 5 - вниты регулировки

CBfl3ii; о - отверстие связи

На рис. 5.44 показана конструкция узкополосного фильтра на частоту 670 МГц. Фильтр представляет собой коаксиальный резонатор, длина центрального проводника которого равна примерно л/4. Настройка на заданную частоту осуществляется изменением длины этого проводника с помоитью поршня со штоко.м. Для термостабилизации шток изготовлен и.ч инвара. Раз.меры цилиг.дри-ческого корпуса фильтра выбраны такими, что из.мсиеиис расстояния от торца настроечного поршня до крышки корпуса не оказывает заметного влияния на настройку фильтра. Таким образом, изменение длины корпуса при колебаниях окружающей температуры не влияет на настройку фильтра, что позволяет изготавливать корпус из латуни. Связь входного и выходного разъемов с резонатором осуществляется с помощью петель. При полосе пропускания 500 кГц потери на частоте настройки не превышают 2,5 дБ. Термостабильность фильтра около 1 кГц/° С. Фильтр применяется в гетеродинном тракте аппаратуры КУРС-6.

Транзисторные автогенераторы с ФАПЧ применяются в качестве задающих генераторов гетеродинных трактов приемников и передатчиков радиорелейной аппаратуры большой емкости. Автогенераторы обычно работают на частотах 200-400 МГц. Для обеспечения высокого отношения сигнала к шуму в гетеродинном тракте мощность автогенератора выбирается около 0,5-1 Вт. Обязательно предусматривается возможность управления частотой автогенератора и С1И1хроиизации с эталоииой частотой для осуншствлсния ФАПЧ.

Принципиальная схема автогенератора с устройством управления его частотой приведена на рис. 5.45.

Генератор работает иа мощном кремниевом транзисторе Т по схеме с общей базой и с обратной связью через выходную проводимость. Для надежного запуска при включении в цепи базы имеется цпочка R4, Д4 и Д5. Контур Р1, определяющий частоту автоколебаний, включен в цепь эмиттера. Он представляет собой коаксиальный объемный резонатор с высокой добротностью. Резонатор укорочен емкостью, которая выполнена в виде цилиндрического конденсатора. Грубая перестройка частоты производится изменением расстояния до крышки резонатора. Для точной настройки служит подстроенный конденсатор С8. Резонатор термостабилизирован. Это позволяет обойтись меньшим диапазоном подстройки. Связь резонатора с транзистором слабая, что уменьшает влияние разброса параметров транзистора на частоту. Связь осуществляется петлей. Уход частоты генератора без ФАПЧ не превышает ±200 кГц в диапазоне рабочих температур. ) Управление частотой автоколебаний производится с помощью варикапа ДЗ. Варикап, связанный с резонатором, неизбежно вносит потери, поэтому связь должна быть возможно слабее. Это, однако, приводит к уменьшению диапазона подстройки частоты. Таким образом, связь с вари-жапом выбирается компромиссно.

Фазовый дискриминатор работает на диодах Д1 л Д2. Симметрирующий трансформатор, необходимый для фазового дискриминатора, выполнен в виле двоЙ1[С11 пегли. введенной в резонатор. Балансировка схемы производится переменными кои-.деисаторами С4 и С5.

В коллекторной цепи транзистора включецы полосковый контур Р2 с небольшой добротностью и развязывающий аттенюатор 3 дБ. Выходная мощность на частоте 400 МГц составляет 0,65 Вт.

Рис. 5.44. Коаксиальный фильтр 670 МГц:

/ - ВЧ разъем 50 Ом; 2 - петля связи; 3 - шток; 4 - поршень; 5 - крышка

От опорного кдарцобого генератора

К регулиру-

вьаоз

тему , I--1££- \

Рис. 5.45. Схема автогенератора 400 МГц